与典型PFC主电路不同的是此电路选用了无损吸收缓冲网络。该网络降低了开关管的开关损耗,提高了其稳定性,增强了其使用寿命。它利用一组无源元件,使开关管实现了零电流开通和零电压关断，提高了电源的工作效率,且相对于其它谐振软开关电路，降低了生产成本。
    下面通过分析PFC主开关Q的工作过程来说明此无损吸收缓冲网络的工作原理。
    1）Q导通时，因为电感L2中电流不能突变，且C2、C1电压不能突变，Q中的的电流从零开始增加,缓慢上升。通过D4的电流iD4渐减。Q实现零电流开通，导通的损耗较小。
    2）当电流iD4减少为零时，D4进入反向恢复状态，通过电感L2的电流iL2=iL1＋irD4。D4反向电流irD4的变化率受到电感L2的控制，反向恢复损耗降低。
    3）主电感L2中电流缓慢增加，Q上的电压uQ下降。电容C2通过D2、C1、L2、Q放电,C2上的电压uC2下降。
    4）当uC2下降为零时,C2中的能量完全转向C1、L2。L2中的电流饱和不变，uQ下降变为零，Q完成零电流开通过程。
    5）Q保持开通状态,与普通PFC电路的开关管状态相同。
    6）Q关断时，L2中的电流iL2通过D1流向C2，C2从零开始充电，Q实现零电压关断，关断损耗较小。二极管D2、D3使uC2最终钳位在输出电压VL。
    7）L2在导通时存储的能量通过D1、D2流向C1，L2逐渐复位。当L2复位后，C1中的能量通过D3输出。
    8）当C1两端电压变为零时，D4正向导通。Q完成零电压关断过程。
    9）Q保持关断状态直到开始进入新的开关循环过程。
    Q的开关波形如图2所示;Q的实测导通时间和关断时间如图3所示。（电源负载22A） 

    从以上分析可知此无损吸收网络具有以下几个特点。
    1）Q的最大工作电压等于输出电压VL。
    2）PFC电路的输出二极管D4的耐压是VL与电感L2的反向电压之和。
    3）Q中的电流上升率，即Q的开通损耗决定于电感L2两端电压和L2的电感量。
    4）Q两端的电压上升率，即Q的关断损耗决定于流过电容C2的电流和C2的容量。
    5）由于开关动作引起的存储在L2和C2中的能量最终都输出给了负载，保证了转换器的工作效率。
2．2  DC/DC主电路设计
    DC/DC主电路采用单端双正激电路。单端双正激电路相对于其它拓扑电路结构，开关管承受电压低，在控制电路设计中不必担心共态导通问题，也不会因电路不对称发生高频变压器单向偏磁，即不存在变压器饱和问题，是一种可靠性较高的电路。考虑到整机的高度不超过60mm，以及变压器工艺、安装、散热的要求，DC/DC变换采用双变压器、双输出电感结构。变压器原边并联，副边各自用一个输出电感，如图4所示。 

 
图4  双正激无损吸收主电路

    该电路的无损吸收网络不同于AC/DC部分电路所采用的无损吸收网络。它仅使开关管完成了零电压关断过程。以下以开关Q2为例（Q1与Q2变化状态相同），简述该网络的工作原理。
    1）导通过程
    Q1、Q2开通时，除一路电流通过Q1、T1副边、Q2外，另一路电流流过Q1、C5、L7、D10、C7、Q2形成LC振荡回路，C5、C7被充电。当A与B点之间的电压uAB等于主电路电压VDC时，由于D10的单向导电性，振荡结束。电感L7起限制C7、C5中的电流变化的作用。Q1、Q2中流过的电流为从副边折算到原边的负载电流与C5、C7充电电流之和。
    2）关断过程
    Q1、Q2关断时，由于B点对地电压为零，C7从零开始充电，Q2对地电压uQ2缓慢上升，Q2零电压关断。加在Q2上的电压因二极管D15的钳位作用，最终为VDC。因此，B点电压升为VDC。Q2实现零电压关断过程。
    由于变压器励磁电感、漏感及引线寄生电感所引起的感应电势的能量通过C7、D14返回电源，Q2上的电压维持在VDC直到变压器原边磁通复位。此时，Q1、Q2上的电压分别为VDC/2直到新的工作周期。
    Q2的开通期间与关断期间的状态与普通开关管同期间的状态相同。
    图5为实测Q2开关波形。图6为实测Q2零电压关断波形。

    从以上分析中,可以总结出以下特点。
    1）电路中每个开关管的最大工作电压等于电源电压。
    2）Q1、Q2关断的电压上升率分别决定于电容C5、C7的容量。
2．3  控制电路设计
    为保证电源安全可靠地工作，电路设计中采用TOP224Y制作一反激式开关电源作为辅助源，如图7所示。其两路输出分别为AC/DC部分和DC/DC部分的控制电路供电。

    AC/DC控制部分使用PFC控制芯片UC3854B。交流输入过、欠压、PFC变换直流电压（400V）过、欠压时都关闭UC3854，使PFC部分停止工作。这些故障信号通过隔离光耦传递到DC/DC控制电路，以达到在AC/DC部分工作不正常时保护主开关管的目的。
    DC/DC控制部分使用了PWM控制芯片UC3846，采用峰值电流型控制模式。峰值电流型控制模式相对于电压控制模式，负载响应速率快，具有逐脉冲限流特性，容易获得下拖形状的限流特性，非常适合在此应用。
    n＋1冗余应用时，多模块必须有均流功能。该电源输出电流较大，直接从DC输出用分流器取电流信号功率损耗较大，同时装配工艺较复杂。因此，本设计采取了原边电流合成的方法。
    用电流传感器取出开关管导通时变压器原边的电流信号。该信号包含了变压器的励磁电流信号与输出电感电流折算到变压器原边的电流信号。因输出电感折算到原边的电流远大于变压器的励磁电流，所以可认为电流传感器取出的即为输出电感的充磁电流。这是输出电感电流的上升部分，只要模拟出输出电感续流时的下降部分，合成后即可得到输出电感的电流信号，也为输出电流信号。取出该合成后的电流信号后就可用于电流保护的控制与均流控制上了。
    如图8所示，把电流传感器取出的电流信号经高速单向缓冲后向一电容充电。开关管导通时关闭恒流源，而开关管关断时打开恒流源对电容恒流放电。在选择合适的电路参数后，电容上的电压波形就与输出电感上的电流成比例，放大后就可得到输出电感电流，也即输出电流。 

 
图8  输出电流合成电路